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【详解】开关电源电路选择方案选择指南!
浏览: 发布日期:2019-07-06

  别的,某些拓扑即是比其他拓扑具有更众的噪声。区别正在于某些拓扑正在每个周期的个人岁月与输 入断开,惹起输入电流的停止。假若输入电流贯串,就没有峻峭的上升和降落沿,电流不会为零,就 容易滤波。

  任何两级(正在外面上能够更众)变换器串联构成复合变换器。与两级级联变换器(比如 PFC+ C/DC 变换器)区别是悉数两级串联变换器编制仅用一个限度回道。比如,复合变换器也许由前级 Buck,由 160V 直流输入,后继推挽电道(图 16 所示)与之通同。Buck 闭环发生近似固定电压(如 50V),比如推挽以固定周期降压发生 5V 输出。闭 环检测 5V 输出电压,用差错信号限度 Buck 占空 度。固然推挽职责正在开环(由于它以固定占空度开 合),但现实上推挽级等效为限度环道中的一个增益 单位(正在图 13中增益为 1/10,即-20dB。)

  由于正激变压器不存储能量,它不存正在反激功率秤谌局部题目。它也具有一个电感,与输出电容 一块滑腻电流。正激可直接组成 500W 或更大功率。该拓扑要紧局部依然是是否可买来到功率 MOSFET。扩充功率转化为扩充电流,并最终 MOSFET 损耗太大。此时,采用更众 MOSFET 分管负 载电流。高输入电压时可采用双礼貌激,还能够输出交织并联。

  6. 本钱是极其要紧吗?小功率高压能够采选 BJT。假若输入电压高于 500V,可探求采选 IGBT。反 之,采用 MOSFET。

  同步整流一个题目这里值得提一下。主开合管正在同步整流导通前合断,反之亦然。假若无视了如许收拾,将发生穿通气象,即输入(或输出)电压将直接对地短道,而制 成很高的损耗和也许导致失效。正在两个 MOSFET 合断岁月,电感电流还正在流。

  另一个潜正在题目是正在两个晶体管转换应有一个岁月-死区岁月。不然两个晶体管因为合断延迟而 变成同时导通,变压器将被短道,且电流将急迅增大,仅是漏感局部此电流-这一样变成晶体管失 误。其次晶体管必需导通相仿岁月,不然变压器正负伏秒不服均-磁偏移而饱和。现实中,采用电流 限度型可避免伏秒不服均而变成的饱和。

  应该看到,上面辩论的拓扑(反激,正激和 Buck/Boost)仅用了一半磁特点:磁通密度斜坡上升 到最大值,再返回到零,决不会到达负值。推挽诈骗磁性好些,由于磁芯磁通密度正在正负两个目标, 这与单晶体管比拟相仿功率秤谌节减了磁芯尺寸。

  正在频率较低时,ΔB 受磁性资料饱和局部。由上式可睹,当 U 必然时,要使得磁芯体积节减,匝 数和磁芯截面积乘积与频率成反比,降低频率是节减电源体积的要紧办法。这是开合电源展示以后无 数科技职责家要紧咨询课题。

  如许极高的电流必要很众铝或鉭电容并联,除非行使腾贵的众层叠层电容。反激变换器输出阻滞 要紧是因为电容失效惹起的。

  电感(网罗反激变压器)电流(安匝)贯串仍是断续:正在断续形式的变换器中,电感电流正在周期的 某些工夫电流为零。电流(安匝)贯串是要有足够的电感量支柱最小负载电流ILmin(网罗假负载), 正在周期的任何工夫电感都应该有电流流畅。即

  1. 固然一个 Buck变换器观点上很分明没有变压器,唯有一个 电感,这意味着不也许具有输入与输出分开。

  Buck的驱动很是障碍。障碍正在于导通一个N-沟道MOSFET,栅极电压起码要 5V,可能大于输入电 压 10V(逻辑电道输出辨别为 1V和 5V)。不过你若何发生一个电压高于输入呢?这个题目最容易的 伎俩操纵P-沟道MOSFET,它正好能被栅极到地的信号驱动导通。缺憾的是P沟道MOSFET一样导通 电阻RDS比N沟道大,况且价值贵。别的输入电压必需小于 20V,以避免击穿栅极,操纵地方受到限 制。现实如许采用P沟道MOSFET:用一个下拉电阻,你一样得不到有用导通栅极的足够的开合速率, 最终你再实践室折腾了几天之后仍是采用N沟道MOSFET。

  假若输出与输入共地,则能够采用非分开的 Buck,Boost 共地变换器。这些电道构造纯洁,元器 件少。假若输入电压很高,从安宁探求,通常输出 必要与输入分开。

  假若你必要 3~4个输出,请不要采用反激变换器拓扑。采用正激变换器总规要省钱些。

  别的,变换功率越大,电流电压越大,假若大功率管与小功率管相仿的电流上升和降落速度,大 功率管必要更长的开合岁月。况且大功率器件芯局部积大,为避免电流集合低重开合时电流起落速度 也扩充了开合岁月。可睹,变换功率越大,允诺开合频率越低。

  不像反激变换器用低级电感存储能量,正激现实上是寄生激磁电感。当电流流过低级时,有能量 存储正在激磁电感中LmI2/2和漏感中。当晶体管合断时,此能量要有行止。最纯洁的伎俩,你把它引到 RC网道,要么引到晶体管自身,让它击穿。习性的做法正在变压器上用一个附加线圈复兴能量。或用一 个晶体管和电容组成有源箝位。不管若何复兴能量,这是令人憎恶的事,并低重了成果。最好的伎俩 是尽量漏感和扩充激磁电感。

  拓扑采选与所能用的功率器件相合。就目前能够买到的功率器件有双极型(BJT)功率管, MOSFET 和 IGBT。双极型管的电压定额可跨越 1.5kV,常用 1kV 以下,电流从几 mA 到数百 A;MOSFET 正在 1kV 以下,常用 500V 以下,电流数 A 到数百 A;IGBT 电压定额正在 500V 以上,可达数 kV,电流数十 A到数 kA。

  开合电源安排要预先探求是采用电压型仍是电流型限度,这是一个限度题目。险些每个拓扑都可 以采用两者之一。电流型限度能够逐一周期局部电流,过流偏护也变得容易杀青。同时对推挽或全桥 变换器能够治服输出变压器的磁偏。但假若电流很大,电流型必要检测电阻(损耗很大功率)或互感 器(花费良众钱)检测电流,就也许影响你的采选。然而如许过流偏护检测倒是因势利导了。不过, 假若你把电流限度型用于半桥变换器,有也许变成分压电容电压不服均。于是对付大功率输出,应该 探求采选那一种更好。

  敷衍最小负载平时伎俩是加一个假负载万世接正在输出端,行动变换器的一个人。是以,尽管外负 载为零,由于有一个支柱最小功率的电阻,变换器可支柱贯串形态。当然这正在外负载电流大于最小电 流时花费了一个人功率。

  紧接占空比的题目是众少输出。比如,假若不是 1 个输出,Buck 是不适合的。正在有些情状下,能够加后续调治器获得另一个电压,现实的例子是用 Buck 变换器发生 5V 输出,再由线性调治器(或另 一个开合)从 5V输入发生一个 3.3V输出。但合系的瞬态、噪声、损耗应满意条件。

  能够开看到,当晶体管导通时,电容能量花费正在 MOSFET中。假若电容足够小,这也许不太坏。比如,假若电容是 100pF,输入电压是 50V,开合频率是 500kHz,仅因为电容惹起的损耗为

  可睹,开合损耗与频率、开合岁月成正比。断续仿佛比贯串开合损耗少一半,但应该预防,正在同 样输出功率时,功率管电流起码是电流贯串时的一倍,除了器件电流定额加大,本钱扩充外,导通压 降损耗也扩充。滤波电感磁芯职责正在正激变压器形态,磁芯和线圈高频损耗也将大大扩充。

  可睹 Buck –Boost 归纳了 Buck 和 Boost 变换器。行动 Buck 变换器,它没有输入-输出分开,而 且仅有一个输出。行动一个 Boost,有一个最大现实输出功率。况且最终除非你用两个 MOSFET 取代 两个(肖特基)二极管做成同步整流,不然成果比拟低。不过要到达同步整流必要四个输出的驱动 (可能一个全桥 PWM IC)。再有职责正在悉数输入电压规模和限度这个拓扑的 IC的展示使 Buck-Boost 拓扑也许有吸引力。

  你还必要一个信号浮动编制限度栅极。信号传输不应该有较大传输延迟,不要用像 4N48 如许慢 速光耦。为避免别的的变压器,尽管很高输入电压光耦 HCPL2601 系列有很好的传输特点,由于它具 有良好的 dV/dt定额。

  与谐振变换器相反,软开合变换器职责正在固定频率,使得滤 波条件特殊清楚。软开合谐振电容外接。是以安装与安装之间性 能能够再现。图 15 示出了一个谙习的法式的软开合正激变换 器,波形如右。

  正在安排前预先要懂得次级与低级是否必要分开。如输入由电网或高压供电,行动商品有安宁范例 (以及 EMI 题目)必要分开的条件。规范的例子是输入与输出有 500V 交换耐压条件。你懂得安宁要 求后,有些拓扑,像没有分开的 Buck,Boost等等将排出正在外。

  固然,通过软开合本领能够节减开合损耗,但请预防,软开合老是诈骗 LC 谐振,谐振电流(或电压)很大,谐 振电流畅过晶体管、电感 L 和电容 C,这些元器件也是有损耗的。有时只降低成果 1~2%,但电道复 杂,元件数增加,本钱扩充,有时乃至得不偿失。目前用 MOSFET 开合的电源,功率正在 5kW 以下,职责 频率通常正在 200kHz 以下。BJT 最高达 50kHz 。3kW 以上采用 IGBT 的最高 30kHz。用 MOSFET 与 IGBT (BJT)组合管最高也不跨越 100kHz。变换功率几十瓦,当然职责频率能够降低。

  推挽变换器拓扑如图 13 和 图14 所示。有两类推挽变换器:电流型和电压型。预防到它们之间的 差异要紧正在于电流型输入必要一个分外的电感(有时很大),不过不要输出电感。而电压型输入没有 大电感,输出必需有滤波电感。

  通常正在开合管截止岁月向负载输出能量的统称为反激变换器。有两类反激变换器-不分开(图 8)和分开(图 9)反激变换器。为了避免名称上的浑浊,咱们来申明其职责道理。

  3. Buck 仅有一个输出。假若你要由 5V 变为 3.3V,这是好的。但除非答应加第二个后继调治器,像线 性稳压器,你能够看到正在很众众道输出时如许操纵的。

  MOSFET 与 IGBT 并联也是诈骗 MOSFET 的开合特点。要到达这一目标,应该如许安排 MOSFET 和 IGBT 的驱动:开通时,PWM 信号可同时或首前驱动 MOSFET 导通,后导通 IGBT。IGBT 零电压导通。合断时,先合断 IGBT,IGBT 是零电压合断;正在过程必然延迟合断 MOSFET。MOSFET 担当开合损耗;正在导通时期,高压 MOSFET 导通压降大于 IGBT,大个人电流流过 IGBT, 让 IGBT担当导通损耗。这种组合现实例子职责频率 50kHz,3kW半桥拓扑。

  正激变换器(图 12)职责齐全分别于电道相同的反激变换器。环节正在于晶体管导通时,输入电压 加正在变压器低级,输出二极管正偏导通;而反激当晶体管截止时,二极管导通。是以能量不像反激那 样存储正在低级电感中。变压器是真正意思上的变压器。当晶体管截止时,仅存储正在变压器漏感和激磁 电感能量。这将使得漏极电压高于输入电压,复位磁芯。

  非分开反激-Boost 或 Buck/Boost-唯有一 个输出(没有伎俩使它众于一个),输出与输 入不分开。而且 Boost 输出不行低于输入电压-尽管您齐全合断开合管,输出等于输入电压(减去二极管压降)。而 Buck/Boost 仅可输出负压(图 10)。换句话说,反激仅可行动一个单线圈电感收拾。

  正在两级电道中,两个变换器的有些元件能够分 享,即是这个例子中 Buck 变换器的输出滤波电容也 是推挽变换器的输入电容。能够联思,正在有些电道中,电感能够分享。调和振和软开合变换器相同, 有豪爽变换器组合成复合变换器。不再逐一罗列。

  比如,开合频率为 250kHz,周期为 4µs,假若占空比是 0.1,MOSFET 的导通岁月仅为 0.4µs,要 是 MOSFET 的开通岁月为 0.1µs,合断岁月也为 0.1µs,险些大个人导通岁月被过渡岁月“吃”掉了, 损耗加大。这就为什么变换功率越高,职责频率越低的起因之一。

  驱动栅极普及的伎俩是用一个栅极驱动分开变压器将栅极与驱动隔摆脱来(图 6)。

  正在现今很众低输出电压操纵地方,变换器成果比本钱更(险些)要紧。从用户观念来说,比拟贵 的但高成果的变换器现实上是省钱的。假若一台推算机电源成果低,真正推算岁月频频很少,而待机 岁月很长,将花费更众的电费。

  第二种情状假定输入电压低于输出电压。接地晶体管现内行动升压开合,第二个二极管行动反激 整流器。再者,两个开合同时导通,当导通时一起输入电压加正在电感上。根据前面申明:正在两种情状 下,不管 Buck 仍是 Boost,悉数输入电压加正在电感上。但这意味着对付两种形式相仿的限度电道,而 且变换器不正在两种形式之间转换。于是,环道太平性也是一清二楚。

  管理这个题目可用一个肖特基二极管与 MOSFET 的体二极管并联,让它正在场效应管截止时流过 电流。(由于肖特基的正向压降比体二极管低,肖特基险些流过一起电流,体二极管的反向复兴岁月 与合断前正向电流相合,于是这时能够无视)

  这种变换器与谐振变换器要紧区别是依然维持脉宽调制,晶体管以恒频开合。当然,电容和电感 依然要小心采选。假若它们太大,(半)周期将跨越开合周期,且磁芯不行复位。假若他们太小,正在 一个很短的岁月内获得磁芯复位的伏秒,漏极电压太高。固然如斯,正在变换器能平常职责规模内,杂 散元件能够较大规模转变。

  推挽两只晶体管接地,而半桥不是。固然上面提到有 IC 能驱动同步整流高端晶体管,但它们仍稍 低于最大电源电压。由于推挽和半桥是两个晶体管,它们功率秤谌比单管高,频频意味着输入电压也 高。驱动半桥要发生分手的浮动栅极驱动,这时而推挽确信卓异的。

  个中T-开合周期;D=Ton/T-占空比;Ton-晶体管导通岁月。咱们假定整流器的正向压降与输出电 压比拟很小。倘使最小负载电流为零,你必需进入断续形式。

  用一个独立的电源,比如用推挽变换器发生一个相对付 MOSFET 源极的直流电压,允诺极疾驱动 栅极(图 7)。假若推挽变换器的电源是稳压的,它不必要闭环,固定占空度即可。你能够用一个驱 动 IC 芯片,杀青迅速驱动 MOSFET。但此电道再有些贵(你能够用一个 555 按时器酿成 50%占空 度)。

  最好你正在安排一个电源之前,应该预先懂得你的电源职责的编制。周详领略此编制对电源的条件 和局部。对编制透彻地领略,可大大低重本钱和节减安排岁月。

  电流型推挽变换器能够避免电网电压很是敏锐正在电流型推 挽中排出了。由于正在输入电压和变压器之间有一个电感。现正在 当晶体管导通时,变压器电流由电感电流限度,如图 14 所 示。这种调度偏移偏移两晶体管同时导通电感储能,一个晶体 管导通输出能量。变压器好似互感器职责。

  现实操纵:采选栅极驱动的两个电容起码大于栅极电容-记住此电容组成一个带有电容的驱动 器,是以你能够获得 90%的驱动电压。固然此驱动电道相当省钱且职责得很好,它局部最大占空度,由于变压器必要复位岁月。

  当现实负载扩充时,可割断假负载。一样,导致振荡:假负载断开,惹起变换器进入断续,又引 起假负载接入;而变换器贯串,惹起假负载断开,如斯等等。假负载惹起成果低重与采用大电感本钱 比拟是否合算?

  不管限度 IC和高电流栅极驱动等等,只须不将占空比安排正在最小 0.1和最大 0.8(对付 0.5限轨制 变换器为 0.45)以外,那就不必忧愁。

  假若变压器有众个次级线圈,分开反激可有众个输出。而 且全部输出之间以及低级彼此分开的。况且,只须调治低级与 各次级匝比,输出能够做成轻易巨细,变压器是一个众线圈磁 元件。

  反激变换器一样能够输出最大功率正在低输入电压时大约正在 50W 独揽(有时可能有人告诉你他能制 制出 500W 反激变换器,不过他从不告诉你正在出产线上做出来)。正在任何情状下,功率输出反比于电 感量,要获得大输出功率必要较小的电感量(正在磁元件中辩论)。

  7. 是否条件电源空载?假若条件,采选断续形式,除非采用题目 8。也可加假负载。

  现实操作时,你能够从变换器条件的范例列一个外,并逐条探求。你将发掘遵循这些范例局部你 能够采选的拓扑仅是一个到两个,况且遵循本钱和尺寸拓扑采选很容易。通常情状下,可遵循以上各 种探求采选拓扑:

  别的,由于杂散电容行动谐振汇集一个人,更紧要的题目爆发了。因为器件之间参数分袂性,这 些计划险些不行职责。尽管相仿型号的器件因为来自分别的缔制厂也存正在差异。这些分别直接影响了 职责频率,从而影响输出电容、EMI 滤波等等。这些器件如扩充外部电容并联,使得寄生电容的改造 相对不要紧。缺憾的是这种伎俩扩充了谐振汇集的周期,是以原先指望职责正在高频的抱负损害了。

  2. 占空度:输出电压与输入电压比大于 5 吗?假若是,你也许必要一个变压器。推算占空度包管它 不要太大和太小。

  开首,晶体管导通,漏极电压为零。当晶体管合断时,变压 器低级电感与外加电容(与 MOSFET 源极-漏极电容并联,但 外部电容安排的深远于 MOSFET 电容)酿成振荡回道。正在竣事 振铃半周期今后,磁芯复位。L 和 C 值确定振铃频率,以及磁芯 复位伏秒条件确定振铃电压众高。正在半周期振铃竣事今后,由于 现正在没有能量存储正在变压器中,漏极电压维持正在输入电压。正在晶 体管再次导通前,平昔维持这种形态。

  图 10 固然输出能够大于或小于输入电压,但输出是负压。图 11 所示电道是一个降压-升压电道输出是正压。是升 仍是将取决于输出电压高于仍是低于输入电压,它们之间的转 换时主动分辨成的,没有间隔。

  不过能否无局部降低开合电源频率?非也。要紧有两个局部身分:第一是磁性资料的损耗。高频 时通常采用铁氧体,其单元体积损耗流露为

  这个变换器的不够之处是扩充了一个电感。由于此电感必 须通过变换器电流,并供给足够的感抗,正在开合周期像一个电 流源,做得很大(花钱)低重了变换器功率秤谌。

  当你必要很是大的变换比(输入与输出电压比),又条件输入输出分开时,能够采用复合变换 器。对付艰苦的安排是两条归纳正在一块,不过通过分手性能,你能够使他们很容易。比如,让前级变换器竣事电压变换,尔后级变换器竣事分开,可能用 1:1 变压器。由于第二级变换器老是职责正在相仿 输入电压和相仿输出电压,它的元件正在这个形态最佳,且成果最高。具体,这种复合变换器比单级变 换器更有用,由于避免了同时管理大变换比和分开的变压器艰苦。

  现正在从拓扑通常性辩论到特定拓扑,假定你谙习 Buck 类变换器,如图 5 所示。用它取代这一类 拓扑,集合正在每种拓扑现实的艰苦,并盘绕这些艰苦管理的也许性。集合正在能预先采选最好拓扑,使你 不至于花费良众岁月安排和调试。

  一样,MOSFET 体二极管不应该流过电流,由于这个二极管复兴岁月很长。如假定 MOSFET 截止时体二极管流过电流,当体二 极管复兴时,它正在反向复兴起短道感化,所 以一朝输入(或输出)到地通道,爆发穿通,就也许导致变换器失效,如图 4(b)所示。

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  确定拓扑采选的一个要紧身分是输入电压和输出/输入比。图 1 示出了常用分开的拓扑相对实用 的电压规模。拓扑采选还与输出功率,输出电压道数,输出电压调治规模等相合。通常情状下,对付 给定地方你能够操纵众种拓扑,不也许说某种拓扑对某种操纵是绝对地实用,由于产物安排再有安排 者对某种拓扑的履历、元器件是否容易获得、本钱条件、对本领职员条件、调试修设和职员本质、生 产工艺修设、批量、军品仍是民品等等身分相合。是以要采选最好的拓扑,必需谙习每种拓扑的利益 和瑕玷以及拓扑的操纵范围。假若肆意采选一个拓扑,也许一开首就公告新电源安排的朽败。

  Buck 变换器即是输入电流断续的一个例子,由于当开合翻开时,输入电流为零。Boost 变换器的 电感永远接正在输入回道中,但输入电流是否贯串取决于 Boost是否职责正在断续仍是贯串。

  假若图 14 中晶体管T1 导通,T2 合断。预防到变压器 “●”这一端输入电压加正在变压器半边,于是加正在截止晶体 管漏极上的电压为 2×Ui。晶体管T1 导通,则正电压加正在二 极管D1 上而导通,二极管D2 截止。另一个晶体管镜像工 作,两晶体管导通岁月相仿。假若Ui正在开合周期内是常数, 加正在变压器上伏秒总和为零,且磁芯对称于零转变。

  正在安排变换器时,起初要采选开合频率。降低频率的要紧目标是节减电源的体积和重量。而占电 源体积和重量最大的是磁性元件。新颖开合电源中磁性元器件占开合电源的体积(20%~30%),重 量(30%~40%),损耗 20%~30%。遵循电磁感觉定律有

  正在 Buck-Boost 变换器中,两个开合同时导通,并同时合 断。现正在探求第一种情状,输入电压高于输出电压。上部晶体 管行动 Buck 开合(参看图 5),阳极接地二极管行动续流二 极管。由于下部晶体管与上部晶体管同时导通,悉数输入电压 加正在电感上,电流斜坡上升。当两个开合截止时,阳极接地二极管导通,另一个二极管正激导通。行动 Buck变换器。

  不过,变压器安排时为尽量扩充磁通密度摆幅,节减剩磁影响给磁芯加很小气隙,这是与增大激 磁电感使抵触的。应该正在两者之间折衷。

  分开变压器输入端的电容避免当输入边高电平居的直流分量。次级电容和二极管复兴电压单向性 -不然正在低级 12V 输入,正在次级成了±6V 驱动。栅极电阻老是必需的(参看今后的辩论),而栅- 源电阻是放电通道:假若栅极因为某种起因中止开合,栅极最终截止。

  式中 η -分别资料的系数;f-职责频率;Bm-职责磁感觉幅值。α 和 β 辨别为大于 1 的频率和磁感觉 损耗指数。通常α=1.2~1.7;β=2~2.7。频率降低损耗加大,为节减损耗,高频时,低重磁感觉Bm 使得损耗不太大,违背了节减体积的目标。不然损耗太大, 成果低重。再者,磁芯收拾功率越大,体积越大散热条款越 差,大功率磁芯也局部开合频率。

  其次,功率器件开合损耗局部。以 Buck 变换器为例来 申明开合损耗。图 2 是规范的电流贯串 Buck 变换器功率 管电流电压波形图。能够看到,晶体管开通时,集电极电流 上升到最大值时集电极电压才开首降落。合断时,集电极电 压起初上升到最大值集电极电流才开首降落。假定电压、电 流上升和降落都是线性的。能够获得开合损耗为

  采用同步整流的另一个情由是它将电流断续形式职责的变换器变动为电流贯串职责形式。这是因 为尽管没有负载,电流能够正在两个目标流畅(由于 MOSFET 能够正在两个方指导通)。行使同步整流, 破除了你对形式改造的忧愁(形式改造也许惹起变换器的不太平)和包管贯串的最小电感条件。

  正激变换器是那种必要一个最小负载的变换器。滤波电感需 要足够大,以包管它的峰值纹波电流小于最小负载电流。不然将 展示断续,输出电压上升,峰值检测。这意味着正激变换器不行 职责正在空载形态,由于不行具有无穷大电感。

  假若成果很要紧,就要探求采用同步整流本领。即输出整流采用 MOSFET。当今可买到很众 IC 驱动芯片既能驱动场效应管,也能很好驱动同步整流器。

  最坏的情状下,安排众个独立的变换器,而不是采用丰富的很众线圈的磁元件。正在开首安排之 前,你得探求探求,倘使采用众输出变换器,可能俭约了几块钱的限度 IC,但也许花几十块钱做谁人 丰富的众线圈磁元件。正在安排之前,起初应量度磁元件、电道元件及附加本钱,不要就事论事。

  情由之一是本钱。假若产物产量大,双极性管依然比 MOSFET 省钱。不过行使双极型功率管就意 味着开合频率比 MOSFET低,是以磁元件体积比拟大。如许是否还合算?你得注意咨询咨询本钱。

  假若你据说他的开合电源职责频率可达几个 MHz,你得问问他的变换功率有众大?

  4. 固然 Buck 能够职责正在贯串和断续,但输入电流老是断续的。这意味着正在晶体管截止的个人裂合周 期输入电流降落到零。这使得输入 EMI滤波比其它拓扑必要的大。

  3. 必要众少组输出电压?假若大于 1,除非扩充后续调治器,通常必要一个变压器。假若输出组别太 众,倡议最好采用几个变换器。

  当然,对付全部变换器,众组线圈绕制艰苦。不过,对付一个分开的反激变换器此艰苦是至合重 要的。每个输出的电压调治与每个线圈的漏感相合,由于漏感节减了传输到输出的电压。于是要获得 很好的输出公差,漏感要小到能够无视(险些不也许,由于有气隙),或每个单位相仿,使他们能够 赔偿掉。假若你思绕众线圈来限度全部线圈的漏感险些是不也许的。根据安排者话说,反激变换器 “反激比正激变换器省钱,由于它不必要电感”。不幸的是正在出产今后,发卖商的线圈摆脱磁元件公 司,同时从此今后没有人能绕这种能使电道平常职责的变压器。

  正在安排开首时就要思到 EMI 题目,不要比及安排好了再探求 EMI。有些拓扑也许有很众告成地避 免 EMI 题目。假若是不分开的编制,由于正在编制中不涉及到第三根导线,如只身用电池供电,就没有 共模噪声,这使你滤波变得容易。

  正在采选拓扑之前,你起初应该懂得输入电压变 化规模内,输出电压是高于仍是低于输入电压?例 如,Buck 变换器仅可用于输出电压低于输入电压的 地方,于是,输出电压应该正在任何时刻都应该低于 输入电压。假若你条件输入 24V,输出 15V,就能够采用 Buck 拓扑;不过输入 24V 是从 8V~ 80V,你就不行行使 Buck 变换器,由于 Buck 变换器不行将 8V 变换成 15V。如 果输出电压永远高于输入电压,就得采用 Boost拓扑。

  随直流偏置转变的电感,像 Mpp 磁芯是一个最好的采选。电感量随电流扩充而节减。正在最小负载时,你获得的电感较大, 维持电流贯串,而正在最大负载时,你依然具有足够的电感,而又 不太大。你允诺纹波电流跟着负载电流扩充而扩充,乃至于不必 安排的电感体积大支柱最大负载的一起电感。不过应该预防闭环 的太平性。由于转变的电感变成转达函数紧要的非线性。

  此时你正在合理的频率获得高达 50W 输出,电感是很小(数值上险些和杂散电感同数目级);这险些不也许安排出如意的产物。比如磁芯 发卖商导线稍微转变,将惹起电感转变足以使你得不到最大功率输出。低电压输入,局部反激安排少于 50W;而高电压输入大些。

  当然,虽然有时能够借用 PWM芯片安排成同步整流,软开合变换器不够之处是明白缺乏限度它 们的 IC芯片。可能改日软开合限度 IC成为普及操纵-那时,软开合将成为最好的采选。

  式中 U-变压器施加的电压;N-线圈匝数;A-磁芯截面积;ΔB-磁通密度转变量;f-变压器职责 频率。

  咱们以必然占空度导通反激变换器的开 合,当开合导通时,输入电压加正在电感上,使 得电流斜坡上升,正在电感中存储能量。当开合 断开时,电感电流流经二极管并向输出电容以 及负载供电。

  2. Buck 仅能低重输入电压,假若输入小于条件的输出,变换 器不行职责 。

  假若采用的拓扑有变压器,变比能够调治占空度。但变比也有局部。假若变比太大或太小,低级 与次级导线尺寸相差太大,线圈绕制爆发艰苦。通常低级与次级匝比最大为 10:1,最小为 1:10。倘使你 必要由很低的电压得回高压,你是否探求采用两级变换器或次级采纳倍压电道晋升电压。

  导通时首前驱动功率MOSFET,这时BJT职责正在共基极组态,发射极 输入电流,或因MOSFET导通漏极电压降落,BJT发射结 正偏,发生基极电流,导致集电极电流,通过比例驱动电 道酿成正反应,使得BJT饱和导通。当合断时,起初合断 MOSFET,发射结反偏,使得BJT急迅合断。共基极频率 特点是共射极的β倍。降低了合断速率。低压MOSFET导 通电阻唯有mΩ数目级,导通损耗很小。现实电道职责频 率为 50kHz。

  可睹,低压(500V)以下,根本上是 MOSFET 全邦,小功率(数百瓦)开合频率数百 kHz。IGBT 定额通常正在 500V 以上,电流数十 A 以上,要紧操纵于调速,根本上取代高压达林顿双极型管。职责频率最高可达 30kHz,一样正在 20kHz独揽。由于导通压降大,不消于 100V以下。

  1.升压仍是降压:输出电压老是高于仍是低于输入电压?假若不是,你就不行采用 Buck 或 Buck/Boost。

  式中tr=tri+trv —开通时电流上升岁月与电压降落岁月之和;td=tdi+tdv —合断时电压上升岁月与 电流降落岁月之和。通常 tr+td T/20。假定 tr=td=ts —开合岁月。则

  假若输出电压与输入电压比太大(或太小)是有局部的,比如输入 400V,条件输出 48V 仍是采 用 Buck 变换器,则电压比太大,固然输出电压永远低于输入电压,但如许大的电压比,虽然没有超 出限度芯片的最小占空比规模,不过,局部了开合频率。况且功率器件峰值电流大,功率器件采选困 难。假若采东西有分开的拓扑,能够通过匝比调治相宜的占空比。到达较好的机能价值比。

  两类反激变换器都能够职责正在电流贯串和断续。虽然通常 反激也许没有死负载下空载运转。(正在空载时,开合平昔合 断,直到电容自放电低重电压时才导通,给出一个单脉冲,所 谓‘脉冲跳跃’形式)。对付空载形式,变换器职责正在断续形式,如前所说,最好不改造形式,不然 闭环太平艰苦。大无数小功率,条件迅速相应的反激变换器职责正在断续形式。

  5. EMI 条件是什么?假若条件苛峻,倡议不要采用像 Buck 一类输入电流断续的拓扑,而采选电流连 续职责形式。

  软开合的另一个名称是准谐振变换器。谐振和软开合变换器之间的差异,谐振变换器功率(电压或电流)波时势正弦的。这通过电感和电容谐振来竣事的,电容一样是寄 生参数。当电压或电流过零时开合,以包管险些没有损耗的开合过渡。谐振变换器要紧专利操纵正在高 频变换器中,这里开合损耗胜过开合的导通损耗。不过由于开合过渡取决于谐振汇集的频率,现实变 换器开合频率是转变的,有时转变很大,与电网电压和负载相合。

  开合变换器的变换比(输出电压与输入电压比)太大或太小是有局部的。起初,变换器占空比 (开合导通岁月与开合周期之比)受限度芯片最大和最小值的局部。正在有些拓扑中,占空比不行大于0.5。总之,通用 PWM限度 IC芯片一样不包管占空比能大于 0.85;有些芯片正在合理的职责频率下,也 不包管占空比正在 0.05以下能以较小的损耗迅速驱动 MOSFET的栅极。

  从以上的例子能够看到,当你要大幅度降压或升压时,复合变换器是很有效的。如上所述,PWM 能获得的占空度以及你试图获得变压器变比有现实局部的。假若你必要电压转变跨越也许的局部,复 合变换器大大扩展了可用的变换规模。

  谐振变换器存正在着极少题目。这些题目中起码有一个是开合频率随负载转变。毕竟上,这些变换器一 般最低职责频率爆发正在最大负载时,于是EMI滤波安排是最艰苦的也是低频最大电流负载。如许变换 器,网罗EMI安排职责正在内,通过高频节减体积的甜头损失了。

  电压型推挽变换器如图 13 所示。两个晶体管加正在带有核心抽头的变压器上,它们彼此相差 180 °瓜代导通。这并不料味着每次导通岁月各占周期的 50%,即两个晶体管具有相仿的占空比。

  分别的器件具有分别的驱动条件:双极型晶体管是电流驱动,大功率高压管的电流增益低,常用 于单开合拓扑。正在低功率到中等功率规模,除了迥殊的情由以外,90%采选 MOSFET。

  当反激晶体管截止时,存储正在低级电感中的能量从次级线圈开释出来。由于次级没有滤波电感, 一起峰值电流直接流入电容。正在较高功率秤谌时,很难找到足够收拾这个纹波电流定额的电容。应该 记住:你必需推算电容是否能收拾的有用值电流。行动例子,假若是 5V 输出电压,10A(这大约是反 激的最大电流,看下面),正在此功率秤谌下,占空度是 0.5。变压器正在周期一半的时期要传输悉数周期 50W 功率(由于占空度是 0.50)。于是正在二极管导通岁月传输的电流加倍(贯串),次级有用值电流为

  正在现实电源安排时,通常电源有空载条件,又不允诺电感体积太大,正在轻载时确信断续,正在这种 情状下,有时设备假负载,并当负载电流跨越使假负载断开,不然也许惹起闭环限度的太平性题目, 应该注意安排反应赔偿汇集。

  分开的反激职责道理根本相同。正在开合导 通岁月,能量存储正在变压器的低级电感中。注 意同名端‘●’端,咱们看到当开合截止时, 漏极电压上升到输入电压,惹起次级对地电压 上升,这迫使二极管导通,供给输出电流到负 载和电容充电。

  高输入电压(380V)时,或推挽拓扑加上瞬态电压条件双倍以上电压,采选功率管你也许感触为 难,假若采用双极型管,你能够买到 1500V双极型管,而目前能买到 MOSFET最大电压为 1000V,导 通电阻比 BJT 大。当然,你也许探求用 IGBT,缺憾的是 IGBT 驱动固然像 MOSFET,而它的开合速 度与双极型管相同,有紧要的拖尾题目。

  这个变换器最大的题目是晶体管电压定额高,起码是输 入最大电压Ui的两倍。假若由 120V电网整流的输入供电, 并电容滤波,峰值直流电压为 170V,晶体管起码必要 2× 170V=340V。现实上,电网口角常“腌臜”的地方,是以起码必要 500V以上的晶体管。高电压定额 意味着导通电阻RDson高,于是损耗高于指望值。万一,浪涌电压高于 200V,这将损坏晶体管。

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